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0  引言

在現(xiàn)代電子戰(zhàn)環(huán)境中，信號一般都具有密集化、復(fù)雜化的特點，而且占用的頻譜越來越寬，從而對寬帶數(shù)字信道化接收機(jī)準(zhǔn)確接收信號提出了更高的要求。一般的多相濾波器在監(jiān)視整個頻段時，由于相鄰信道間往往會存在盲區(qū)，有可能丟失信號。而改進(jìn)后的無盲區(qū)多相濾波器的信道數(shù)與抽取倍數(shù)不再相等。一般的旋轉(zhuǎn)開關(guān)方法實現(xiàn)延遲和抽取只適用于信道數(shù)與抽取倍數(shù)相等的情況，而無法適應(yīng)改進(jìn)后的算法。但是，信道數(shù)和抽取因子之間往往存在倍數(shù)關(guān)系。本文正是利用這一關(guān)系解決了延遲與抽取的問題，并完成了整個復(fù)多相濾波器的FPGA設(shè)計。

1  復(fù)信號多相濾波器無盲區(qū)算法分析

復(fù)信號多相濾波器的作用是用D個信道將-fs／2～fs／2頻段均勻劃分，然后用輸入信號S(n)以復(fù)本振信號，再將特定頻段的信號搬移到基帶，并通過低通濾波器得到位于該信道的信號，然后進(jìn)行抽取，以降低數(shù)據(jù)速率。無盲區(qū)的信道劃分如圖1所示。由于其相鄰信道有50％的重疊，因此，相鄰信道間不存在盲區(qū)，故能對信號進(jìn)行全概率捕獲。

為了防止頻譜混疊，其抽取倍數(shù)應(yīng)為D／2。這樣，多相濾波器的第k路輸出推導(dǎo)如下(D’=D／2時)：

由式(2)可知，該算法是對多相濾波器的輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行D／2倍的抽取，各多相分量是由原低通濾波器的系數(shù)先進(jìn)行D抽取再做兩倍內(nèi)插得到的。根據(jù)式(2)可以得到如圖2所示的數(shù)學(xué)模型和FPGA設(shè)計。

2 FPGA設(shè)計

2.1延遲和抽取

以下選用具體的例子來闡述復(fù)多相濾波器的FPGA設(shè)計方法。對于8信道的多相濾波器，其抽取因子為4的情況，經(jīng)過延遲單元進(jìn)入各抽取器的順序如表1所列。

觀察表1可知，進(jìn)入每個子信道的數(shù)據(jù)都是4倍抽取。而且4信道比8信道延遲一個數(shù)據(jù)，3信道比7信道延遲一個數(shù)據(jù)，依此類推。這樣，就可以將信道分為兩部分，即1、2、3、4信道是一部分，5、6、7、8信道是另一部分。

由于每個子信道的濾波系數(shù)為12個，即每個抽取器必須同時輸出12個數(shù)據(jù)與一個子信道的12個濾波系數(shù)進(jìn)行乘加運算。采用可定制模塊shift_tap，能夠滿足這樣的延遲和抽取要求，它的輸出即為抽取器的輸出。若將shift_tap中的抽取因子設(shè)為4，一次同時輸出13個數(shù)據(jù)，那么，第一次輸出的13個數(shù)據(jù)為x(0)、x(4)、x(8)、……、x(56)，這樣可將1-12送入8信道，2-13送入4信道進(jìn)行乘加運算；而第二次輸出的13個數(shù)據(jù)為x(1)、x(5)、x(9)……、x(57)，其中1-12送入7信道，2-13送人3信道，依此類推……這樣，每個時鐘節(jié)拍將得到兩個信道的延遲和抽取輸出，因而需要4次這樣的操作才能完成一次所有信道的延遲和抽取。然后再重復(fù)執(zhí)行以上操作。