下一代5G網(wǎng)絡(luò)的愿景是：相比現(xiàn)有的4G網(wǎng)絡(luò)，在容量、覆蓋范圍和連接性方面實現(xiàn)數(shù)量級提升，同時大大降低運營商和用戶的每比特數(shù)據(jù)成本。圖1顯示了5G技術(shù)和網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)的多項使用案例和服務(wù)。
5G新無線電(NR)標(biāo)準(zhǔn)化第一階段的重點是定義一種無線電接入技術(shù)(RAT)，利用新的寬帶頻率分配(包括
6GHz以下和24GHz以上的頻段)，以實現(xiàn)國際
移動通信2020年及之后的愿景展望中提出的大峰值吞吐量和低延時。
通過利用NR RAT，尤其是在毫米波頻段方面實現(xiàn)的改進，移動網(wǎng)絡(luò)運營商只需花費傳統(tǒng)電纜和光纖到戶設(shè)施的一小部分時間和成本，即可向家庭、公寓和企業(yè)提供千兆固定無線接入(FWA)服務(wù)。運營商還將FWA作為提供真正
移動寬帶體驗的試驗平臺。意料之中的是，Verizon、AT&T以及其他運營商正在大力開展FWA試驗，目標(biāo)是在2019年實現(xiàn)完全商業(yè)化。
本部分分析了提供上述新型毫米波FWA服務(wù)所需的架構(gòu)，以郊區(qū)部署為例討論了鏈路預(yù)算要求，介紹了用于基站收發(fā)信機(BTS)的混合波束成型技術(shù)與全數(shù)字波束成型技術(shù)的特點和兩者之間的權(quán)衡，并分析了實現(xiàn)這兩種技術(shù)的半導(dǎo)體技術(shù)。
FWA部署
使用毫米波的一個明顯優(yōu)勢是能夠以較低成本利用此前未充分利用的連續(xù)頻譜。這些頻段可實現(xiàn)高達400MHz的載波帶寬，且商用BTS設(shè)計為采用支持最高1.2GHz瞬時帶寬的載波聚合。用戶端設(shè)備(CPE)將支持超過2Gbps的峰值速率，并具有多種外形尺寸：全室外分體式安裝型、全室內(nèi)桌面型和dongle型。隨后還將推出
移動電話型終端。
全球毫米波頻譜可用性如圖2所示。在美國，大部分試驗都是在之前的27.5至28.3
5GHzLMDS頻段范圍中進行，但運營商計劃在更寬的39GHz頻段(已在更大的經(jīng)濟區(qū)域獲得許可)中進行全國部署。3GPP已經(jīng)分配了這些候選頻段，并且除了28GHz，各候選頻段將由國際
電信聯(lián)盟在全球進行協(xié)調(diào)。
圖2：全球24GHz以上的
5G頻段
FWA描述了一個集中的分扇區(qū)的BTS與多個固定或
移動用戶之間的無線連接(圖3)。系統(tǒng)設(shè)計為利用現(xiàn)有的塔站，并支持低成本自裝式CPE擴建。為了保持較低的初期部署成本并促成FWA的商業(yè)化，這兩者都至關(guān)重要。初期部署主要為室外到室外部署，并采用專業(yè)的屋頂安裝方式，可最大限度地擴大覆蓋范圍，從而確保最初的客戶滿意度，同時使BTS和CPE設(shè)備有時間實現(xiàn)所需的成本和性能目標(biāo)。
圖3：端到端FWA網(wǎng)絡(luò)
較大的覆蓋范圍對于成功實現(xiàn)FWA商業(yè)化至關(guān)重要。為了說明這一點，我們設(shè)想在一個每平方公里有800個家庭的郊區(qū)進行部署，如圖4所示。對于站點間距離(ISD)為500m的BTS，我們需要至少9個蜂窩站點的20個扇區(qū)，每個扇區(qū)覆蓋35個家庭。假設(shè)33%的用戶簽約使用1Gbps服務(wù)，且網(wǎng)絡(luò)超額利用率為目前的5倍，則所需的平均BTS總?cè)萘繛槊總�扇區(qū)3Gbps。假設(shè)平均頻譜效率為2bps/Hz，且空間復(fù)用層數(shù)為4，則利用400MHz的帶寬就可以滿足這一容量需求。如果用戶每個月支付100美元的費用，則年收入將為280,000美元/平方公里/年。當(dāng)然，如果不考慮重復(fù)成本，我們不太清楚FWA是不是一個好的商業(yè)模式，但我們可以得出以下結(jié)論：當(dāng)ISD增加時，這個商業(yè)用例會有所改善。為此，運營商要求設(shè)備供應(yīng)商構(gòu)建能夠在最高規(guī)定限值下運行的BTS和CPE設(shè)備，以最大限度地提高覆蓋率和盈利能力。
圖4：城市郊區(qū)環(huán)境中的FWA
美國聯(lián)邦通信委員會已經(jīng)為28和39GHz頻段定義了非常高效的全向輻射功率(EIRP)，如表1所示。這樣一來，在運營商預(yù)期的成本、尺寸、重量和功率預(yù)算范圍內(nèi)構(gòu)建符合這些目標(biāo)要求的系統(tǒng)成為一大挑戰(zhàn)。選擇適當(dāng)?shù)那岸思軜?gòu)和RF半導(dǎo)體技術(shù)是應(yīng)對這一挑戰(zhàn)的關(guān)鍵。
FWA鏈路預(yù)算
標(biāo)準(zhǔn)機構(gòu)一直在忙于定義性能要求，以及評估各種毫米波頻率的用例。城市宏場景是典型FWA部署的最佳表現(xiàn)形式：具有較大的ISD(300至500m)，并提供較高的路徑損耗預(yù)算，可克服毫米波頻率范圍內(nèi)遇到的許多傳播挑戰(zhàn)。為搞清所需的鏈路預(yù)算，我們采用了可說明非視線站點條件和室外至室內(nèi)穿透性的大規(guī)模精細信道模型(如3GPP定義的模型)進行路徑損耗統(tǒng)計模擬。圖5顯示了設(shè)備供應(yīng)商和運營商在500m ISD城市宏環(huán)境下進行部署的結(jié)果。在這個模擬部署中，我們采用了28GHz信道模型，其中室內(nèi)用戶和室外用戶分別占80%和20%。在室內(nèi)用戶中，50%采用高穿透損耗模型，50%采用較低損耗模型。從長遠角度來說，運營商希望潛在的用戶中至少80%可自行安裝，以最大限度地減少成本更高的專業(yè)屋頂安裝。分布曲線表明，系統(tǒng)的最大路徑損耗為165dB。
圖5：ISD為500m的城市宏站環(huán)境下的路徑損耗模擬統(tǒng)計。
閉合鏈路取決于多個變量，包括發(fā)射EIRP、接收天線增益、接收器噪聲系數(shù)(NF)和最小邊緣覆蓋吞吐量。為避免過度設(shè)計成本敏感型CPE設(shè)備，以及將負擔(dān)轉(zhuǎn)移至BTS，鏈路設(shè)計應(yīng)從CPE接收器開始，并采用反向推導(dǎo)的方法達到BTS發(fā)射器要求。為了代替?zhèn)鹘y(tǒng)的G/T(隨系統(tǒng)噪聲溫度變化的天線增益率)品質(zhì)因數(shù)(FOM)，我們定義了一個更便利的G/NF FOM：通過接收器的NF進行歸一化處理的峰值天線增益(包括波束成型增益)。圖6說明了各種接收G/NF所需的EIRP，以便克服提供1Gbps邊緣覆蓋吞吐量的目標(biāo)路徑損耗。這里假設(shè)調(diào)制頻譜效率為2bps/Hz，解調(diào)信噪比(SNR)為8dB。從圖中可以看出，我們可以確定各種CPE接收器G/NF所需的BTS EIRP。例如，當(dāng)CPE接收器G/NF≥21dBi時，要在路徑損耗為165dB的條件下維持1Gbps的鏈路，將需要65dBm BTS EIRP。
圖6 ： 發(fā)射EIRP與接收G/NF相對于1Gbps邊緣覆蓋吞吐量的路徑損耗。
接下來，我們將通過描述實現(xiàn)21dB G/NF(圖7)所需的最少陣列天線單元，探討接收器NF的影響。我們還將介紹低噪聲放大器(LNA)的總功耗。通過調(diào)整坐標(biāo)軸范圍，我們可以將兩者重疊，并觀察NF對陣列大小、復(fù)雜性和功率的影響。在這個示例中，每個LNA的功耗為40mW，這是相控陣的典型功耗。圖中還顯示了30GHz頻率條件下，130nm SiGe BiCMOS、90nmGaAs PHEMT和150nm GaN HEMT的RFFE NF，包括T/R開關(guān)損耗�；衔锇雽�(dǎo)體技術(shù)可將NF降低1.5dB或以上，從而將陣列大小、功耗乃至CPE成本減少30%。
圖7：陣列大小與前端NF和功耗的關(guān)系(G/NF=21dB)
為探索對RFFE組件技術(shù)選擇和設(shè)計而言至關(guān)重要的架構(gòu)權(quán)衡，我們先來了解天線掃描要求。然后，我們會重點介紹電路密度和封裝對集成式雙極化接收/發(fā)射陣列的影響。最后，我們會研究全數(shù)字波束成型和混合射頻波束成型架構(gòu)，以及這兩種架構(gòu)各自的要求。
一維或二維掃描
陣列中有源信道的數(shù)量取決于許多因素。我們先來了解一下方位角和仰角掃描要求，以及典型的FWA部署是否需要使用二維波束成型，亦或只使用復(fù)雜性更低的一維(僅方位角)波束成型陣列即可。這個決定對功率放大器(PA)有一定影響。圖8顯示了兩種FWA部署場景。在郊區(qū)部署中，信號塔高度為15至25m，蜂窩半徑為500至1000m，住宅平均高度為10m。正如傳統(tǒng)的宏蜂窩系統(tǒng)那樣，該部署場景中無需采用完全自適應(yīng)仰角掃描。通過共同饋電多個無源天線單元，可向下聚焦仰角波束，如圖9a所示。輻射單元的垂直層疊列旨在最大程度地減少住宅上方的輻射，并覆蓋地面上的任何零位區(qū)域。此外，增益模式設(shè)計為以與路徑損耗相同的速率相對地增加，從而為遠近用戶提供更均勻的網(wǎng)絡(luò)覆蓋。標(biāo)稱半功率波束寬度可以近似表示為102°/NANT，而陣列增益幅度為10log10(NANT)+5dBi。借助無源天線組合，可集中仰角波，并增加固定天線增益，如表2所示。對于郊區(qū)FWA部署，采用13至26°的波束寬度就夠了，同時利用4至8個天線單元的無源列陣列組合。然而，在城市部署場景中，仰角掃描要求更高，且使用的系統(tǒng)僅限于1至2個無源單元。
圖8：陣列復(fù)雜性取決于部署場景所需的掃描范圍：郊區(qū)(a)或城市(b)
圖9b說明了逐個單元饋電的有源陣列。逐個單元饋電的陣列和按列饋電的陣列架構(gòu)具有相同的天線增益，但按列饋電的陣列具有固定仰角波束模式。逐個單元饋電的陣列支持更寬的掃描角度，但所需的PA、相移器和可變增益組件數(shù)量是包含4個單元的天線的4倍。為實現(xiàn)相同的EIRP，用于驅(qū)動由4根天線組成的按列饋電陣列的PA需要提供至少4倍的輸出功率，而這很容易改變半導(dǎo)體選擇。我們有理由認(rèn)為，郊區(qū)BTS將使用無源天線增益比城市部署高6至9dB的天線。因此，相控陣只需更少的有源信道，就能夠?qū)崿F(xiàn)相同的EIRP，從而顯著減少了有源組件數(shù)量并降低了集成復(fù)雜性。
圖9：按列饋電的有源陣列(a)和逐個單元饋電的有源陣列(b)。
陣列前端密度
早期的毫米波FWA BTS設(shè)計采用單獨的單極化發(fā)射和接收天線陣列，這使得電路板有更多的空間來容納組件。另外，這類設(shè)計避免了T/R開關(guān)的額外插入損耗和線性度難題。然而，使用集成式T/R雙極化陣列已成為架構(gòu)發(fā)展的一大趨勢(圖10)，這使RFFE密度不斷增加。關(guān)鍵原因在于空間相關(guān)性。自適應(yīng)波束成型性能取決于接收和發(fā)射陣列之間的相對校準(zhǔn)能力。因此，集成雙極化發(fā)射和接收信道就變得非常重要，這樣陣列就可以共用一套通用的天線單元和RF路徑。最終結(jié)果就是，RFFE的電路密度要為早期系統(tǒng)的4倍。
圖10：FWA天線陣列由單獨的T和R型陣列發(fā)展至集成式雙極化T/R型陣列
使用毫米波頻率時，相控陣單元之間的格柵間距變得非常小，例如39GHz時為3.75mm。為最大限度地減少饋電損耗，務(wù)必將前端組件置于靠近輻射單元的位置。因此，必須縮小RFFE的占用面積，同時將多種功能整體集成在裸片上或多芯片模塊封裝內(nèi)。要在很小的面積內(nèi)部署所有這些功能，需要極小的PA，而這就要求陣列大小成倍增大或使用GaN等高功率密度技術(shù)。此外，采用能夠耐受較高結(jié)溫的半導(dǎo)體技術(shù)至關(guān)重要。溫度高于150℃時，SiGe的可靠性會急劇下降，而GaN-on-SiC的額定溫度為225℃。這一75℃的結(jié)溫優(yōu)勢對熱設(shè)計有很大的影響，尤其是針對室外被動冷卻式相控陣。
全數(shù)字與混合陣列
對于BTS供應(yīng)商來說，自然是要先探索將當(dāng)前
6GHz以下的全數(shù)字波束成型、大規(guī)模MIMO平臺擴展至毫米波。這樣便可以保留針對波束成型空間復(fù)用的基礎(chǔ)架構(gòu)和高級信號處理算法。然而，由于毫米波提供的信道帶寬大幅提高，以及需要許多有源信道，人們擔(dān)心此類系統(tǒng)的功耗和成本過高也是有根據(jù)的。因此，供應(yīng)商開始探索混合波束成型架構(gòu)，5以實現(xiàn)基帶信道數(shù)量與有源RF信道數(shù)量之間的靈活性。這種方法可更好地平衡模擬波束成型增益與基帶處理。
數(shù)字波束成型
假設(shè)郊區(qū)FWA不需要使用大仰角掃描，且設(shè)計優(yōu)良的列陣天線可提供高達14dBi的增益，首先我們采用一個以65dBm EIRP為目標(biāo)的毫米波BTS收發(fā)器設(shè)計，然后使用已問世多年的現(xiàn)成點對點微波無線電組件(包括高功率28GHz GaN平衡放大器)來計算功耗。多翼陣列和收發(fā)器如圖11所示。假設(shè)使用循環(huán)器且饋電損耗為1.5dB，那么天線端口的功率為27dBm。從下述方程可以看出，要實現(xiàn)65dBm EIRP，需要使用16個收發(fā)器，這些收發(fā)器組合在一起可提供12dB的數(shù)字波束成型增益：
圖11：采用數(shù)字波束成型和現(xiàn)成商用組件的陣列設(shè)計
每個收發(fā)器的功耗如圖12所示。發(fā)射占空比為80%時，16個翼的總功耗(PDISS)為每極化220W，而雙極化系統(tǒng)則為440W。對于需要采用無源冷卻的全室外塔頂電子設(shè)備，當(dāng)RF子系統(tǒng)的功耗超過300W時，熱管理就相當(dāng)具有挑戰(zhàn)性了。這表明，采用當(dāng)今現(xiàn)成組件的全數(shù)字波束成型架構(gòu)是不切實際的。不過，即將問世的新型GaN FEM可幫助解決這個問題。如圖13所示，集成在FEM中的GaN PA將經(jīng)過驗證的可靠Doherty高效提升技術(shù)應(yīng)用于毫米波。使用Doherty PA時，需要采用數(shù)字預(yù)調(diào)失真(DPD)技術(shù)；然而，毫米波頻段的鄰道功率比(ACPR)要求明顯更松，從而可實現(xiàn)“更輕巧”的DPD解決方案。PSAT為40dBm的對稱型多級Doherty PA的估算功耗可降低50%以上。在上述系統(tǒng)中，單單這一項改進就可將總PDISS降至300W以下。加上新一代RF采樣數(shù)模和模數(shù)轉(zhuǎn)換器實現(xiàn)的功耗節(jié)省、毫米波CMOS收發(fā)器的改進以及小信號集成度的提高，不久后，我們就能目睹更多全數(shù)字波束成型解決方案的部署。
圖12：發(fā)射(a)和接收(b)鏈的功耗
圖13：采用對稱型GaN Doherty PA和開關(guān)LNA的集成式FEM(a)和27.5至29.
5GHz的PA性能(b)
混合波束成型
混合波束成型有源陣列的基本框圖如圖14所示。此處，N個基帶信道用于驅(qū)動RF模擬波束成型器，進而將信號分為M條路徑，并提供獨立的相位和幅度控制。FEM用于驅(qū)動每個M單元子陣列面板�；鶐窂胶妥雨嚵忻姘宓臄�(shù)量由所需空間流或波束的最小數(shù)量決定。每個子陣列面板中波束成型器分支和單元的數(shù)量由目標(biāo)EIRP與G/NF確定。盡管流行的設(shè)計比率是每16至64個有源單元一個基帶路徑，但實際比率取決于部署場景。例如，如果采用熱點小基站(或在CPE終端側(cè)) ， 那么一個1:16單面板就可以了。一個宏BTS可以有2至4個子陣列面板和64個有源單元，其中每個面板均為雙極化面板，因此共有4至8個基帶路徑和256至512個有源單元。同時利用數(shù)字和模擬波束成型可最大限度地擴大覆蓋范圍，或單獨向多個用戶提供空間上相互獨立的波束。
圖14：采用混合波束成型的有源陣列
有一個重要的問題就是，SiGe前端是否能夠提供足夠的輸出功率和效率，以避免使用更高性能的III-V族技術(shù)(如GaA或GaN)。利用出色的封裝和集成技術(shù)，這兩種方法都能夠滿足嚴(yán)格的天線格柵間距要求。
